📅  最后修改于: 2020-11-25 05:43:19             🧑  作者: Mango
信号的采样率应高于奈奎斯特率,以实现更好的采样。如果差分PCM中的这个采样间隔大大减小,则采样间的幅度差异非常小,就好像该差异是1位量化时一样,步长也将非常小,即Δ (增量)。
调制类型,其中采样率要高得多,并且量化后的步长具有较小的值Δ ,这种调制称为增量调制。
以下是增量调制的一些功能。
采用过采样的输入以充分利用信号相关性。
量化设计很简单。
输入序列远高于奈奎斯特速率。
质量中等。
调制器和解调器的设计很简单。
输出波形的阶梯近似值。
步长非常小,即Δ (δ)。
比特率可以由用户决定。
这涉及到更简单的实现。
增量调制是DPCM技术的简化形式,也被视为1位DPCM方案。随着采样间隔的减小,信号相关性会更高。
增量调制器包括一个1位量化器和一个延迟电路以及两个求和电路。以下是增量调制器的框图。
DPCM中的预测器电路被DM中的简单延迟电路取代。
从上图中,我们的符号为-
$ x(nT_ {s})$ =超过采样输入
$ e_ {p}(nT_ {s})$ =求和输出和量化器输入
$ e_ {q}(nT_ {s})$ =量化器输出= $ v(nT_s)$
$ \ widehat {x}(nT_ {s})$ =延迟电路的输出
$ u(nT_ {s})$ =延迟电路的输入
使用这些符号,现在我们将尝试找出增量调制的过程。
$ e_ {p}(nT_ {s})= x(nT_ {s})-\ widehat {x}(nT_ {s})$
———方程式1
$ = x(nT_ {s})-u([n-1] T_ {s})$
$ = x(nT_ {s})-[\ widehat {x} [[n-1] T_ {s}] + v [[n-1] T_ {s}]] $
———方程式2
进一步,
$ v(nT_ {s})= e_ {q}(nT_ {s})= S.sig。[e_ {p}(nT_ {s})] $
———方程式3
$ u(nT_ {s})= \ widehat {x}(nT_ {s})+ e_ {q}(nT_ {s})$
哪里,
$ \ widehat {x}(nT_ {s})$ =延迟电路的先前值
$ e_ {q}(nT_ {s})$ =量化器输出= $ v(nT_s)$
因此,
$ u(nT_ {s})= u([n-1] T_ {s})+ v(nT_ {s})$
———方程式4
意思是,
延迟单元的当前输入
=(延迟单元的前一个输出)+(当前量化器的输出)
假设累积条件为零,
$ u(nT_ {s})= S \ displaystyle \ sum \ limits_ {j = 1} ^ n sig [e_ {p}(jT_ {s})] $
DM输出的累积版本= $ \ displaystyle \ sum \ limits_ {j = 1} ^ nv(jT_ {s})$
———等式5
现在,请注意
$ \ widehat {x}(nT_ {s})= u([n-1] T_ {s})$
$ = \ displaystyle \ sum \ limits_ {j = 1} ^ {n-1} v(jT_ {s})$
———方程式6
延迟单元输出是一个采样滞后的累加器输出。
从等式5和6,我们可以获得解调器的可能结构。
阶梯状近似波形将是增量调制器的输出,步长为增量( Δ )。波形的输出质量中等。
增量解调器包括低通滤波器,求和器和延迟电路。此处消除了预测器电路,因此没有假定的输入提供给解调器。
以下是增量解调器的示意图。
从上图中,我们的符号为-
$ \ widehat {v}(nT_ {s})$是输入样本
$ \ widehat {u}(nT_ {s})$是夏季输出
$ \ bar {x}(nT_ {s})$是延迟的输出
二进制序列将作为解调器的输入给出。楼梯近似输出被提供给LPF。
使用低通滤波器的原因有很多,但最主要的原因是消除了带外信号的噪声。可能在发射机处发生的步长误差称为颗粒噪声,在此已消除。如果没有噪声,则调制器输出等于解调器输入。
1位量化器
调制器和解调器的设计非常简单
但是,DM中存在一些噪声。
斜率过载失真(当Δ小时)
颗粒噪声(当Δ大时)
在数字调制中,我们遇到了确定步长的问题,这会影响输出波的质量。
在调制信号的斜率较大时,需要较大的步长;在消息斜率较小时,则需要较小的步长。在此过程中遗漏了详细的细节。因此,最好能根据需要控制步长的调整,以便以期望的方式获得采样。这就是自适应增量调制的概念。
以下是自适应增量调制器的框图。
压控放大器的增益由采样器的输出信号调整。放大器增益确定步长,并且两者均成比例。
ADM量化当前样本的值与下一个样本的预测值之间的差。它使用可变的步长预测下一个值,以忠实再现快速变化的值。